Micropeigne

May 23, 2023

Nature volume 605, pages 457–463 (2022)Citer cet article

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Les micropeignes ont suscité une vague d'applications au cours de la dernière décennie, allant des communications optiques à la métrologie1,2,3,4. Malgré leur déploiement diversifié, la plupart des systèmes à base de micropeignes reposent sur une grande quantité d'éléments et d'équipements volumineux pour remplir les fonctions souhaitées, ce qui est compliqué, coûteux et consommateur d'énergie. En revanche, la photonique sur silicium basée sur la fonderie (SiPh) a connu un succès remarquable en fournissant des fonctionnalités polyvalentes de manière évolutive et peu coûteuse5,6,7, mais ses sources de lumière sur puce disponibles n'ont pas la capacité de parallélisation, ce qui limite la portée. des applications SiPh. Ici, nous combinons ces deux technologies en utilisant une source de micropeigne d'aluminium-arséniure-de-gallium-sur-isolant économe en énergie et simple sur le plan opérationnel pour piloter des moteurs SiPh métal-oxyde-semi-conducteur complémentaires. Nous présentons deux systèmes photoniques importants à l'échelle de la puce pour la transmission de données optiques et la photonique micro-ondes, respectivement. Une liaison de données photonique intégrée à base de microcomb est démontrée, basée sur un schéma de modulation à quatre niveaux d'amplitude d'impulsion avec un débit global de deux térabits par seconde, et un filtre photonique micro-onde hautement reconfigurable avec un haut niveau d'intégration est construit en utilisant une approche temporelle. Une telle synergie d'un microcomb et de composants intégrés SiPh est une étape essentielle vers la prochaine génération de systèmes photoniques entièrement intégrés.

La photonique intégrée a un impact profond sur la communication de données et le traitement du signal8,9,10. Un développement crucial au cours de la dernière décennie est la démonstration des micropeignes de Kerr, qui fournissent des lignes de fréquence optique mutuellement cohérentes et équidistantes générées par des microrésonateurs1,11,12. Avec une large gamme de systèmes optoélectroniques à base de micropeigne2,4,13,14,15,16,17,18 démontrés récemment, ces sources de lumière intégrées promettent d'étendre l'espace d'application de la photonique intégrée à une portée beaucoup plus large. Cependant, malgré les énormes progrès réalisés dans l'intégration des microcombs19,20,21,22,23, dans presque toutes les démonstrations au niveau du système tirant parti des technologies des microcombs, les générateurs de peignes passifs sont toujours le seul composant intégré. Le reste du système, y compris les lasers à pompage en peigne, les composants optiques passifs et actifs et l'électronique de support, repose généralement sur des équipements encombrants, coûteux et énergivores, sapant ainsi les avantages promis de la photonique intégrée.

En revanche, les progrès de la technologie photonique sur silicium (SiPh) ont fourni une solution évolutive et peu coûteuse pour miniaturiser les systèmes optiques6,24,25, bénéficiant d'une fabrication complémentaire compatible métal-oxyde-semi-conducteur (CMOS). Ces « moteurs photoniques » ont été commercialisés dans les interconnexions de données26,27 et largement appliqués dans d'autres domaines28,29,30,31. Pourtant, un ingrédient clé manquant dans les circuits intégrés photoniques (PIC) silicium sur isolant (SOI) basés sur la fonderie est la source de longueurs d'onde multiples. Par exemple, le module émetteur-récepteur photonique de pointe actuel contient un réseau laser à rétroaction distribuée (DFB) à huit canaux pour le multiplexage par répartition en longueur d'onde (WDM)32. L'augmentation du nombre de canaux dans un tel système nécessite un effort de conception considérable, tel qu'une stabilisation de l'espacement ligne à ligne et une charge de travail d'assemblage accrue. De plus, le manque de cohérence mutuelle entre les lignes de canal limite de nombreuses applications, telles que la métrologie précise temps-fréquence.

Bien que l'interfaçage de ces deux technologies soit essentiel pour résoudre les problèmes susmentionnés des deux côtés, jusqu'à présent, une telle combinaison est restée insaisissable. Auparavant, bien que les combinaisons d'un microcomb et d'autres composants photoniques aient montré un potentiel dans le calcul optique15, les horloges atomiques4 et les systèmes de synthétiseur3, ces démonstrations intégrées reposent généralement sur des processus de fabrication spécialisés inadaptés à la production à grand volume. De plus, les techniques de démarrage en peigne33,34 et de stabilisation35,36, qui nécessitent des composants optiques et électroniques discrets à hautes performances, augmentent considérablement la complexité de fonctionnement et la taille du système. Les progrès récents dans l'intégration laser-microcomb hybride ou hétérogène permettent la génération de peignes sur puce de manière simplifiée21,22,23, mais ces schémas ajoutent de la complexité au traitement. Ces difficultés, ainsi que les dépenses supplémentaires en adaptation multicanal et autres prétraitements dans les opérations du système, ont jusqu'à présent entravé la mise en œuvre d'un système laser-microcomb fonctionnel.

Nous franchissons ici une étape clé dans l'association de ces deux technologies essentielles. À l'aide d'un microrésonateur à l'arséniure de gallium et d'aluminium (AlGaAs) sur isolant (AlGaAsOI) qui peut être directement pompé par un laser DFB sur puce, un micropeigne à impulsions sombres est généré, qui présente une efficacité de pointe, un fonctionnement simple et la stabilité à long terme. Un tel peigne cohérent est utilisé pour piloter des moteurs SiPh basés sur la fonderie CMOS contenant des fonctionnalités polyvalentes, qui peuvent être utilisées pour une large gamme d'applications (Fig. 1). Sur la base de cette approche, des démonstrations au niveau du système sont présentées pour deux domaines majeurs de la photonique intégrée. (1) À titre de démonstration de communication, nous présentons une liaison de données basée sur un émetteur-récepteur microcomb-SiPh avec une transmission à modulation à quatre niveaux d'amplitude d'impulsion (PAM4) de 100 Gbit/s et un débit agrégé de 2 Tbit/s pour les centres de données. (2) Pour la photonique micro-ondes, un filtre micro-ondes compact est démontré avec une vitesse de reconfiguration de plusieurs dizaines de microsecondes par un schéma de traitement de ligne à retard multitap sur puce, dont la bande passante accordable et la fréquence centrale flexible sont capables de prendre en charge la cinquième génération ( 5G), radar et traitement du signal sur puce. Ces travaux ouvrent la voie à l'intégration complète d'une large gamme de systèmes optiques et accéléreront considérablement la prolifération des micropeignes et des technologies SiPh pour la prochaine génération de photonique intégrée.

Dessins conceptuels pour plusieurs systèmes optoélectroniques intégrés (transmission de données, traitement du signal photonique hyperfréquence, orientation de faisceau optique et calcul photonique) réalisés en combinant une source micropeigne avec des puces photoniques en silicium. Avec l'intégration photonique III – V sur silicium, les puces devraient contenir toutes les fonctions essentielles (par exemple, la génération de micro-peignes laser, les composants optiques passifs et actifs et l'électronique de prise en charge du traitement du signal et du contrôle du système).

La source peigne intégrée utilisée dans ce travail est basée sur une plateforme AlGaAsOI37 par intégration hétérogène, comme le montre la Fig. 2a. Combiné avec le coefficient non linéaire de troisième ordre extrêmement élevé d'AlGaAs (n2 ≈ 2,6 × 10−17 m2 W−1), la génération de peigne de Kerr à partir des microrésonateurs AlGaAsOI (Fig. 2a, à droite) avec un facteur de qualité (Q) modéré (un millions à deux millions) présente un seuil d'oscillation paramétrique record jusqu'à des dizaines de microwatts et une génération cohérente d'états en peigne sous la puissance de la pompe au niveau de quelques milliwatts, qui peut être satisfaite par une puce laser commerciale DFB au phosphure d'indium (InP) ( figure 2a, à gauche).

a, Image optique de la puce laser InP DFB et des microrésonateurs AlGaAsOI pour la génération d'impulsions sombres. b, Puissance de peigne normalisée lors du réglage de la fréquence de la pompe à travers la résonance à environ 1 552 nm. Avec une puissance de pompe de 10 mW, un peigne de Kerr à impulsions sombres était accessible dans une large fenêtre de fréquence (dizaines de gigahertz). CW, onde continue. c, d, spectres d'impulsions sombres à deux FSR (en haut) et les comportements "clé en main" (en bas) pompés par un laser externe commercial (c) ou une puce laser DFB (d) avec une puissance sur puce égale de 10 mW. Une paire d'ailes plates en plus de la pompe est formée dans les deux spectres, présentant le profil typique des micropeignes cohérents à impulsions sombres. Encart : bruit d'intensité de peigne (résolution BW de 100 kHz). Le bruit d'intensité du peigne de Kerr à impulsions sombres est au même niveau de puissance que le bruit de fond de l'analyseur de spectre électrique. P, puissance ; f, fréquence ; PZT, titanate zirconate de plomb. e, Stabilité à long terme d'un peigne libre. f – k , images optiques et performances principales de plusieurs dispositifs fondamentaux à base de Si, y compris un Si MZM en mode d'appauvrissement (f), un microchauffeur TiN (g), une ligne à retard à guide d'ondes en spirale Si (h), un Ge PD épitaxial vertical (i), un filtre micro-anneau (j) et un pilote CMOS pour MZM (k). Plus de détails peuvent être trouvés dans Méthodes.

Outre l'efficacité, la simplicité de fonctionnement et la stabilité de la source de peigne sont également essentielles pour les applications pratiques. Dans le régime de dispersion anormale, un type spécial de solitons brillants, appelés «cristaux de solitons»38, présentent ces caractéristiques pour prendre en charge les démonstrations au niveau du système sans s'appuyer sur le contrôle électronique14,16,39. Dans cet article, un état d'impulsion sombre40,41 est utilisé pour obtenir des micropeignes cohérents. Cet état fonctionne en régime de dispersion normale avec l'aide de l'effet de croisement de mode évité (Note complémentaire I). L'opération d'impulsion sombre subit une étape de puissance beaucoup plus petite lors de la transition vers l'état de peigne cohérent (Note complémentaire II). Plus important encore, en raison du mécanisme d'équilibre auto-stable thermo-induit des microcavités, les forts effets thermo-optiques d'AlGaAs (2,3 × 10−4 K−1) peuvent ici être exploités pour étendre considérablement la fenêtre d'accessibilité de l'état de peigne cohérent42 . Un tel comportement est caractérisé expérimentalement sur la Fig. 2b, où la puissance du peigne en fonction du désaccord de la pompe est enregistrée, montrant la plage de fréquences accessible de l'impulsion sombre à des dizaines de gigahertz, environ dix fois plus large que celle des solitons brillants33.

Ensemble, ces caractéristiques rendent la génération de peignes cohérente efficace et robuste dans les microrésonateurs AlGaAsOI, avec un fonctionnement grandement simplifié. Les figures 2c, d montrent les spectres d'impulsions sombres pompés par un laser à cavité externe et une puce laser DFB, respectivement, avec la même puissance sur puce de 10 mW. Un tel état peut être déclenché de manière déterministe en allumant simplement le laser sans s'appuyer sur un contrôle de réglage de l'électronique, montrant ainsi un comportement « clé en main » (Méthodes). De plus, bénéficiant de l'auto-stabilisation permise par le fort effet thermo-optique, le peigne est capable de maintenir un fonctionnement stable sans boucles de rétroaction. La figure 2d montre la puissance spectrale en fonction du temps dans une impulsion sombre AlGaAs libre, avec de petites fluctuations de puissance sur 7 h. La simplicité de la génération et de la stabilisation facilite la mise en œuvre transparente des micropeignes AlGaAsOI dans les systèmes optoélectroniques actuels et est bien adaptée aux applications pratiques.

Un circuit SiPh monolithique est utilisé pour traiter les lignes de peigne générées pour divers systèmes optoélectroniques. De tels « moteurs photoniques au silicium » offrent des fonctionnalités telles que le filtrage, la modulation, le multiplexage, la temporisation et la détection sur la même puce. La figure 2fk montre les blocs de construction photoniques essentiels des moteurs de traitement optique et leurs principales mesures de performance. Pour le codage du signal, des modulateurs d'appauvrissement PN à onde progressive de l'interféromètre Mach – Zehnder (MZI) avec une bande passante électro-optique> 33 GHz sont utilisés (Fig. 2f). Les réchauffeurs sont utilisés pour faire correspondre les modulateurs avec les canaux en peigne par réglage thermique (Fig. 2g). Un résultat représentatif d'une telle compensation de phase dans un modulateur à différentes longueurs d'onde de canal est illustré à la figure 2g (à gauche). Pour implémenter des retards en temps réel sur puce, des guides d'ondes en spirale avec des courbures adiabatiques sont conçus, comme illustré à la Fig. 2h. La déviation des lignes à retard de 60 ps est inférieure à 3 ps. La figure 2i montre le photodétecteur (PD) au germanium (Ge) avec environ 0,5 à 0,8 A W−1 à différents niveaux de puissance sur puce et avec une puissance de saturation d'environ 20 mW. Un réseau de filtres à micro-anneaux est utilisé ici pour contrôler les lignes de peigne individuellement, comme le montre la figure 2j. Une plage de sélection de canal de 180 GHz (2 plages spectrales libres (FSR)) peut être obtenue avec une puissance de chauffage de 20 mW (méthodes). De plus, les dispositifs SiPh prennent en charge l'assemblage au niveau du système avec des puces électroniques intégrées (Fig. 2k), permettant l'intégration future d'amplificateurs trans-impédance à faible bruit et de pilotes à grande vitesse.

Ensuite, deux démonstrations essentielles au niveau du système sont présentées : (1) une liaison de données photonique intégrée à base de micropeigne avec un débit de données considérablement accru par rapport aux émetteurs-récepteurs traditionnels à base de Si et (2) un filtre photonique à micro-ondes à base de micropeigne rapidement reconfigurable avec un haut niveau d'intégration.

Un schéma du système de transmission PAM4 WDM est illustré à la Fig. 3a. L'espacement des canaux du peigne à impulsions sombres AlGaAsOI peut être reconfiguré de 1-FSR à multi-FSR via un pré-étalonnage approprié de la configuration de démarrage (par exemple, désaccord laser, température, etc.)41. Pour obtenir un rapport porteuse/bruit optique moyen plus élevé tout en fournissant un nombre de canaux suffisant dans la bande de fonctionnement, un peigne d'espacement 2-FSR est sélectionné ici comme source WDM en raison de sa puissance de ligne de peigne plus élevée. Pour les pompes, une puce laser DFB et une source de pompe laser à cavité externe (ECL) disponible dans le commerce sont utilisées, respectivement. Après la génération du peigne, un amplificateur est nécessaire pour compenser la pénalité supplémentaire apportée par le démultiplexage et la perte de couplage. Le spectre, après amplification, est illustré à la Fig. 3b, dans laquelle 20 modes de peigne consécutifs (de 1 537 nm à 1 567 nm, environ 3,75 THz de large) sont affichés avec une différence de puissance <5 dB avec un préréglage thermique approprié (Méthodes ). Un schéma simplifié est utilisé pour vérifier la capacité de transmission de données à l'échelle de la puce pour transporter plusieurs térabits par seconde. Les lignes en peigne sont filtrées et divisées en bandes de test paires et impaires par un commutateur sélectif de longueur d'onde (WSS), puis lancées dans la puce de transmission-réception (T/R) SiPh, y compris les modulateurs Si et les photodiodes Ge. Sur chaque canal WDM, les modulateurs SiPh encodent la porteuse au format de signal PAM4 à des débits de symboles de 32 Gbaud à 50 Gbaud. La figure 3c montre des exemples représentatifs de diagrammes en œil après avoir traversé des liaisons de fibre de 2 km. Du côté réception, le signal est en partie couplé à une photodiode Ge sur puce, tandis que la partie restante est envoyée dans un PD commercial pour la comparaison des performances. Le taux d'erreur binaire (BER) de chaque canal est calculé après détection directe (Méthodes).

a, Schéma de la configuration de transmission de données à base de microcomb. La source de peigne Kerr à impulsions sombres est pompée par un laser à onde continue, qui peut être généré par un laser à diode à cavité externe commercial (ECDL, i) ou une puce laser à rétroaction distribuée (ii). Le peigne généré est ensuite envoyé dans une puce SiPh T/R. iso, isolateur ; NF, filtre coupe-bande ; DEMUX, démultiplexeur ; MUX, multiplexeur. Barre d'échelle, 500 μm. b, Un spectre en peigne de 20 lignes dans la bande C comme source multi-longueur d'onde avant injection dans la puce SiPh T/R. c, Diagrammes d'œil typiques du canal choisi après modulation par des modulateurs SiPh à différents débits de symboles (32 Gbaud, 40 Gbaud et 50 Gbaud). d, BER pour chaque ligne de peigne. Les carrés bleus et les cercles rouges indiquent les résultats de transmission de données en peigne pompées par ECL à des débits de symboles de 32 Gbaud et 50 Gbaud, respectivement. Tous les canaux sont considérés dans le seuil HD-FEC (3,8 × 10−3) ou SD-FEC (2 × 10−2) donné (lignes pointillées bleues et orange, respectivement). Les marqueurs en diamant gris montrent les performances lors du pompage du microrésonateur AlGaAs avec une puce DFB. Les BER dépendants de la longueur d'onde résultent principalement de l'augmentation du bruit du préamplificateur à la limite de sa bande de fonctionnement. La puissance de réception optimisée pour chaque canal est d'environ 2 à 3 dBm. e, BER en fonction de la comparaison de la puissance de réception entre un PD Ge – Si sur puce et un PD commercial avec la variation de la puissance de réception. La principale limitation du Ge – Si PD est la réponse en fréquence non optimisée (Méthodes).

Un schéma de multiplexage par répartition en longueur d'onde aussi dense peut grandement améliorer le débit binaire agrégé tout en conservant une excellente évolutivité. Dans nos démonstrations de preuve de concept, 20 lignes de peigne dans la bande C sont utilisées comme source. La figure 3d montre les résultats du BER selon trois scénarios : (1) 32 Gbaud et (2) 50 Gbaud PAM4 avec une pompe ECL, et (3) 32 Gbaud PAM4 avec une pompe DFB. Considérant le microcomb pompé par ECL, 7(4) canaux sont inférieurs au seuil de correction d'erreur directe à décision ferme (HD-FEC) de 7 % au débit de symboles de 32 (50) Gbaud, les canaux restants étant inférieurs au seuil de 20 % de soft- seuil de correction d'erreur sans voie de décision (SD-FEC). Dans ce cas, l'émetteur SiPh basé sur un microcomb permet un débit en bauds de 50 Gbaud par voie unique, correspondant à un débit binaire agrégé de 2 Tbit s−1 (débit net de 1,65 Tbit s−1 après soustraction de surcharge FEC). Pour un système intégré de niveau supérieur, la pompe commerciale ECL est remplacée par une puce laser DFB. Avec la source de pompage intégrée, l'émetteur atteint un taux de transmission de données total de 448 Gbit s−1, avec 7 canaux sous le seuil FEC. Un autre avantage de SiPh est la possibilité d'intégrer l'émetteur et le récepteur. Les résultats du BER après conversion optique en électrique (O / E) par les photodiodes III – V commerciales et les photodiodes Ge sur puce sont illustrés à la Fig. 3e. Au seuil SD-FEC de 20 %, la pénalité entre deux appareils est d'environ 2,3 dB à 32 Gbaud (méthodes).

Le filtre photonique hyperfréquence reconfigurable (MPF) est construit à l'aide d'une ligne à retard à prises (TDL)43. Il convient de mentionner que les MPF basés sur TDL peuvent suivre deux approches selon que les retards de prise sont produits par des lignes à retard non dispersives (temps réel)44 ou des lignes à retard dispersives13,45,46,47. Dans ce travail, les deux approches sont mises en œuvre. Un schéma de la configuration expérimentale est illustré à la Fig. 4a. Le microcomb à espacement de 180 GHz a servi de prises pour le MPF. Les lignes en peigne sont ensuite manipulées par un processeur de signal SiPh contenant un modulateur Mach – Zehnder (MZM) à grande vitesse, un réseau de micro-anneaux add-drop à huit canaux (MRA) et des lignes à retard en spirale. Le signal de radiofréquence (RF) d'entrée est chargé par le MZM. Le MRA agit ici comme un conformateur spectral optique (OSS) sur puce pour les lignes en peigne, effectuant le découpage du spectre, la mise en forme des impulsions ligne par ligne (pondération sur les prises) et la recombinaison du spectre en séquence. Un groupe de guides d'ondes en spirale offre un délai fixe (ΔT) entre les prises adjacentes. Enfin, les lignes de peigne traitées sont battues dans un PD rapide hors puce pour synthétiser les profils de filtrage RF.

a, Schéma de la configuration pour effectuer un MPF ​​reconfigurable à base de microcomb. Les retards entre les lignes en peigne sont produits par des lignes à retard en spirale sur puce (configuration 1) et la propagation dispersive à partir d'une bobine de SMF (configuration 2). Barre d'échelle, 200 μm. b, spectres optiques des lignes de peigne d'apodisation gaussienne pour la programmation BW (σ, facteur gaussien ; bleu, expérience (Exp ); rouge, ajustement gaussien). c, réponses de filtrage RF du MPF avec divers BW de bande passante, basés sur la configuration 1 (en haut) et la configuration 2 (en bas). Les courbes en pointillés rouges montrent les résultats d'ajustement théoriques (Sim.) (Note complémentaire III). d, démonstration de preuve de concept du filtrage RF d'un signal RF à large bande. De haut en bas : spectres RF du signal d'origine, signal après filtre BW de 1,1 GHz et signal après filtre BW de 0,9 GHz. e, f, spectres optiques (e) et réponses RF correspondantes (f) du MPF avec divers FSR, produits en modifiant l'espacement des lignes de peigne et basés sur la configuration 2. ∆λ, distance de longueur d'onde entre les lignes de peigne adjacentes. g, démonstration de preuve de concept sur le filtrage RF d'un signal RF complexe à double canal. De haut en bas : spectres RF du signal d'origine, signal après filtre FSR de 3,6 GHz et signal après filtre FSR de 7,2 GHz.

Le système présente des caractéristiques de reconstruction flexibles en termes de bande passante (BW) et RF FSR. La figure 4b représente les spectres optiques utilisant l'apodisation gaussienne sur des lignes en peigne pour la reconfigurabilité BW de la bande passante46. Les réponses de filtrage RF correspondantes sont données sur la figure 4c, avec des configurations de retard non dispersif (en haut) et de retard dispersif (en bas), respectivement. Le BW à 3 dB du MPF dans le schéma de retard non dispersif peut être ajusté en continu dans une plage d'environ 1,97 à 2,42 GHz en réglant le paramètre gaussien σ de 2,4 à 1,6. Le rapport de suppression du lobe principal sur le lobe secondaire est d'environ 10 dB. De meilleures performances (rapport de suppression des lobes principaux sur les lobes latéraux> 20 dB) sont obtenues en utilisant le schéma de retard dispersif, avec une accordabilité BW de filtrage de niveau inférieur au gigahertz. Les résultats de la Fig. 4e, f montrent la reconfigurabilité de RF FSR en modifiant l'espacement des lignes de peigne : des espacements de lignes de peigne de 5,6 nm, 2,8 nm et 1,4 nm entraînent des FSR de réponse de filtrage RF de 1,8 GHz, 3,6 GHz et 7,2 GHz, respectivement. . Contrairement à d'autres MPF à base de micropeignes à la pointe de la technologie utilisant soit des OSS en masse46,47, soit des états solitons changeants13, ce travail améliore considérablement le degré d'intégration et la vitesse de reconfiguration (environ 53 μs ; méthodes), qui sont cruciaux pour communications sans fil modernes et applications avioniques.

En tant que démonstration paradigmatique vers des applications réelles, le filtrage RF sur un signal micro-onde pratique est illustré à la Fig. 4d, g. Tout d'abord, un signal RF à large bande couvrant de 5,5 GHz à 9 GHz est façonné en changeant le MPF BW de 0,9 GHz à 1,1 GHz, comme illustré à la Fig. 4d, présentant des largeurs de bande passante reconfigurables. De plus, pour valider la reconfigurabilité du FSR, un signal de test RF est généré avec une modulation par déplacement de phase en quadrature (QPSK) de 50 Mb s-1 à 3, 6 GHz et 7, 2 GHz, respectivement (Fig. 4g). On peut observer qu'en définissant l'espacement de prise approprié avec l'OSS sur puce, le signal à 3,6 GHz pourrait éventuellement être rejeté.

Les performances de ces systèmes peuvent être encore améliorées en optimisant les dispositifs intégrés ou en utilisant des techniques de traitement de signal supérieures. Des techniques de multiplexage supplémentaires (telles que le multiplexage par répartition spatiale et le multiplexage par répartition en polarisation) et des formats de modulation supérieurs (tels que PAM6 et PAM8) pourraient être utilisés pour augmenter la capacité de transmission. Le débit de données peut être augmenté jusqu'à >10 Tbps en élargissant la longueur d'onde de fonctionnement à la bande L et à la bande S. Les performances de la source en peigne intégrée pompée par DFB sont principalement limitées par le bruit de fond relativement élevé du laser DFB à fonctionnement libre (Methods), qui réduit le rapport signal sur bruit optique (OSNR). Pour le filtre RF, un BW de filtrage plus étroit (jusqu'au sous-gigahertz) et une résolution d'accord plus élevée peuvent être obtenus en augmentant le nombre de canaux de prise utilisés dans les configurations à réponse impulsionnelle finie43, c'est-à-dire l'expansion de la MRA.

Nous nous attendons à ce que des fonctionnalités plus intégrées soient incorporées à l'avenir, aboutissant à des systèmes optoélectroniques entièrement intégrés à base de micropeignes. Par exemple, des sources de micropeignes à impulsions sombres verrouillées par auto-injection21 pourraient être réalisées de manière monolithique en utilisant des lasers et des microrésonateurs III – V intégrés de manière hétérogène23. Les amplificateurs discrets à fibre dopée à l'erbium (EDFA) pourraient être remplacés par des SOA sur puce, qui peuvent potentiellement être intégrés à d'autres composants photoniques sur la même puce48,49. Plus récemment, des circuits photoniques AlGaAs-on-SOI ont été développés pour intégrer les deux plateformes matérielles que nous avons utilisées dans ce travail sur la même plaquette50. Les éléments photoniques peuvent également être combinés avec des circuits électroniques spécifiques à l'application, ce qui améliorera encore la compacité et l'efficacité énergétique. Compte tenu de la polyvalence offerte par les technologies, les systèmes SiPh pilotés par micropeigne fourniront une solution produite en série et à faible coût à une large gamme d'applications optoélectroniques, facilitant ainsi la prochaine génération de photonique intégrée.

Les guides d'ondes en anneau des résonateurs AlGaAsOI ont été conçus pour fonctionner dans le régime de dispersion normal dans la bande C, avec des dimensions de 400 nm × 1 000 nm. La largeur du guide d'onde de bus au niveau de la facette a été conçue pour être de 200 nm pour un couplage puce-fibre efficace. La fabrication des microrésonateurs AlGaAs était basée sur une technologie hétérogène de collage de plaquettes. Le processus est actuellement réalisé à l'échelle de la plaquette de 100 mm sans aucun processus de fabrication strict tel que le polissage mécano-chimique ou le recuit à haute température qui ne sont pas compatibles avec le processus CMOS. Il peut donc être directement adopté par les fonderies photoniques III-V/Si actuelles51. Un facteur AQ >2 millions peut être obtenu dans le résonateur AlGaAsOI, correspondant à une perte de guide d'onde <0,3 dB cm−1. La fraction d'aluminium est de 0,2, ce qui correspond à une longueur d'onde d'absorption à deux photons d'environ 1 480 nm. La croissance de plaquette épitaxiale a été réalisée en utilisant une épitaxie par faisceau moléculaire. Un stepper ultraviolet profond de 248 nm a été utilisé pour la lithographie. Un processus de refusion de résine photosensible et un processus de gravure sèche optimisé ont été appliqués dans la structuration du guide d'ondes pour minimiser la perte de diffusion du guide d'ondes. Plus de détails de fabrication peuvent être trouvés dans les réf. 52,53. Le SiPh PIC, y compris ses modulateurs Si et ses PD Si – Ge, a été fabriqué sur une plaquette SOI de 200 mm avec une épaisseur de couche de Si de 220 nm et une épaisseur de couche d'oxyde enterrée de 2 μm à l'aide de processus compatibles CMOS chez CompoundTek Pte en une série de plaquettes de 200 mm un à un avec son processus SOI de lithographie standard à 90 nm. La perte de guide d'onde dans cette plate-forme SiPh est d'environ 1,2 dB cm−1 dans la bande C. Dans notre expérience, des fibres à lentilles avec différents diamètres de champ de mode ont été sélectionnées pour les puces AlGaAsOI et SOI ; la perte de couplage est d'environ 3 à 5 dB par facette pour les guides d'ondes AlGaAsOI et d'environ 2 à 3 dB par facette pour les guides d'ondes Si.

Le FSR des anneaux de 144 μm de rayon utilisés dans cette étude est d'environ 90 GHz. Le micropeigne montre des avancées tant au démarrage qu'à la stabilisation. Pendant la génération d'impulsions sombres, un changement de puissance brusque beaucoup plus petit se produit lorsque le peigne passe d'états d'onde continue à des états d'impulsions sombres, indiquant l'élimination du problème de déclenchement bien connu dans la génération de solitons brillants. Par rapport aux solitons brillants généraux, l'impulsion sombre est intrinsèquement tolérante aux effets thermiques qui rendent généralement les états de solitons brillants difficiles d'accès54. Pour la mesure de stabilité à long terme, les spectres de peigne et la puissance de la ligne de peigne d'un peigne à impulsions sombres à fonctionnement libre sont enregistrés par un analyseur de spectre optique haute résolution (OSA) toutes les 5 min.

Plus de détails sont présentés ici pour les dispositifs SiPh illustrés à la Fig. 2. Le BW opto-électrique des MZM à base de Si en mode d'appauvrissement a été mesuré par un analyseur de réseau vectoriel (Keysight N524), avec des résultats typiques de> 30 GHz. Les unités de compensation de phase sur puce sont des micro-éléments chauffants en nitrure de titane (TiN) à base de MZI. La résistance est d'environ 200 Ω. La couche métallique de TiN est à environ 1 µm au-dessus de la couche de Si, assurant une efficacité de chauffage d'environ 20 mW π-1. Pendant ce temps, un processus de tranchée profonde est utilisé pour isoler chaque micro-élément chauffant afin de réduire la diaphonie thermique. Pour la ligne à retard en temps réel sur puce, nous avons adopté un guide d'ondes Si multimode de 2 μm de large pour une transmission à faible perte. Les courbes d'Euler ont été utilisées dans le guide d'ondes en spirale pour la flexion adiabatique. Pour une ligne à retard Si de 60 ps, ​​la perte totale est < 0,5 dB, avec une variation de temps de retard de < 3 % parmi les 8 appareils testés. Pour le Ge PD à épitaxie verticale, la sensibilité diminue avec l'augmentation de la puissance sur puce. Un point de saturation d'environ 20 mW pourrait être atteint lorsque la puissance est encore augmentée. Les filtres à micro-anneaux utilisés pour le WDM pourraient être réglés par des micro-éléments chauffants, avec lesquels un espacement des canaux de 180 GHz peut être obtenu sous une dissipation de puissance de 20 mW. Les pilotes CMOS pour l'amplification du signal avant injection dans le Si MZM (non utilisés dans l'expérience de transmission de signal à haut débit (> 50 Gbps)) montrent un gain BW de 3 dB d'environ 24 GHz.

Les performances d'autres dispositifs modulaires sont présentées dans les données étendues Fig. 1. La largeur de raie du laser DFB utilisé comme pompe est mesurée par une méthode auto-hétérodyne retardée55. La mesure et le résultat de l'ajustement lorentzien sont illustrés sur la figure 1a des données étendues, présentant une largeur de raie laser d'environ 150 kHz. Pour les dispositifs SiPh, le BW de 3 dB des photodiodes Si – Ge est illustré dans les données étendues Fig. 1b, indiquant un paramètre S21 d'environ 30 GHz. Un tel BW non optimisé explique la pénalité de la Fig. 3c. La conception de la structure pour une constante de temps résistance-condensateur inférieure pourrait encore augmenter le fonctionnement BW. Pour la surveillance sur puce, le répartiteur de puissance asymétrique 10:90 basé sur MMI56 est utilisé dans le système, comme illustré à la Fig. 1c des données étendues. La symétrie de la région multimode est brisée en supprimant le coin du MMI (marqué d'un rectangle pointillé rouge), ce qui provoque une redistribution dramatique du champ optique, conduisant ainsi à une division de puissance inégale en modifiant la largeur de la coupure coin. Nous avons choisi au hasard quatre MMI 1:9 identiques et testé les rapports de division de puissance. Les résultats se sont révélés proches de l'objectif de conception (ligne pointillée), présentant une bonne cohérence, comme indiqué dans le panneau inférieur de la figure 1c des données étendues. De plus, les coupleurs de réseau utilisés dans ce travail (Extended Data Fig. 1d) montrent une différence d'efficacité de couplage d'environ 2 dB sur la bande de fonctionnement (1 535–1 565 nm).

La configuration de test de génération de micropeignes clé en main est illustrée à la Fig. 2a des données étendues, avec un laser ECL ou DFB comme pompe. Un désaccord lent de la fréquence laser est suffisant pour la génération de micro-peignes, ce qui peut être réalisé en ajustant la longueur de la cavité en réglant la tension du titanate de zirconate de plomb de l'ECL commercial ou en modifiant le courant laser du DFB, respectivement. Après la génération du peigne, les spectres sont enregistrés ; pendant ce temps, la puissance totale des lignes de peigne générées est mesurée en temps réel. Un processus de pré-calibrage est nécessaire pour s'assurer que la fréquence laser se situera finalement dans la plage d'accès au peigne. Pour le peigne à impulsions sombres pompé par ECL (Extended Data Fig. 2b), une onde carrée de 1 Hz est utilisée comme signal de déclenchement, qui règle la longueur d'onde de la pompe à environ 0,3 nm de ou dans la résonance. Pour les expériences pompées par DFB (Extended Data Fig. 2c), lorsqu'un laser est allumé, il y a toujours un processus d'augmentation automatique de la fréquence en raison du porteur injecté et du réchauffement de la cavité, qui peut directement déclencher la génération de micropeignes tant que la fréquence laser de l'état stable final se situe dans la plage de la fenêtre d'accès de l'état cohérent. Dans notre expérience, le courant laser est commuté entre deux valeurs avec une période de 6 s (1 s pour l'état 'off' et 5 s pour l'état 'on'). Les deux résultats montrent des comportements marche-arrêt immédiats de la génération de micro-peignes avec le signal de commande à basse vitesse. Il est à noter qu'il y a une certaine ondulation de puissance du peigne pompé par DFB dans les premières secondes, qui est due à la vibration de température causée par le refroidisseur thermoélectrique, après quoi l'état du peigne est stabilisé. Le peigne est reproductible dans plusieurs tests de commutation consécutifs, avec une grande robustesse.

Dans notre expérience, le micropeigne est d'abord pompé par un laser accordable commercial (Toptica CTL 1550), puis par une puce laser DFB pour un degré d'intégration plus élevé, où un isolateur optique est déployé entre le laser DFB et le microrésonateur AlGaAsOI pour éliminer le réflexion. Lors du réglage de la longueur d'onde de pompage du côté bleu à une certaine valeur désaccordée à environ 1 552,5 nm, les deux configurations génèrent des impulsions sombres avec un espacement de peigne 2-FSR. La configuration expérimentale détaillée pour la transmission de données est illustrée dans les données étendues de la Fig. 3a. Pour le spectre en peigne avec de grandes fluctuations de puissance, un processus d'amplification supplémentaire est nécessaire en raison du gain insuffisant de ces canaux à faible puissance, ce qui introduit une complexité supplémentaire du système et une consommation d'énergie du côté émission. Dans ce travail, en raison du fort effet thermique, la force de croisement de mode évité (AMX) du microrésonateur AlGaAs peut être préréglée thermiquement pour obtenir un micropeigne cohérent avec une distribution de puissance moins disparate sur la bande de fonctionnement. Ainsi, seul un filtre coupe-bande est nécessaire pour atténuer les trois lignes centrales en peigne pour l'amplification en peigne égalisé ultérieure. Le peigne est amplifié par un EDFA puis divisé en bandes de test paires et impaires39,57,58 par un commutateur sélectif en longueur d'onde (Finisar Waveshaper 4000s). Un modulateur en Si et un modulateur en niobate de lithium (LN) (EOspace, 35-GHz BW) sont déployés respectivement dans les bandes impaires et paires. Dix lignes de peigne dans chaque bande de test sont modulées simultanément. Les modulateurs sont pilotés à un débit de symboles de 32 Gbaud ou 50 Gbaud. Le signal PAM-4 différentiel est généré par un générateur de modèle d'impulsions commercial (Anritsu PAM4 PPG MU196020A). La perte d'insertion du modulateur SiPh (LN) est de 13(8) dB. Le modulateur SiPh subit une perte relativement élevée (y compris la perte de couplage de bord d'environ 2 dB par facette), ce qui se traduit par une différence de puissance entre les deux bandes de test. Les bandes de test modulées sont ensuite combinées par un coupleur de puissance 50:50 et lancées dans un autre WSS pour l'égalisation de puissance en peigne. Du côté réception, chaque canal WDM codé par le modulateur Si est séquentiellement filtré et mesuré. Les diagrammes d'œil sont produits par un oscilloscope d'échantillonnage (Anritsu MP 2110A) avec un émetteur à 13 prises et un égaliseur quaternaire de fermeture d'œil de dispersion (TDECQ) (temps d'accumulation, 8 s). Les BER sont mesurés en ligne par un détecteur d'erreur (Anritsu PAM4 ED MU196040B) avec une égalisation basse fréquence de 1 dB et une égalisation à retour de décision. Données étendues La figure 3b montre les diagrammes en œil PAM4 à 100 Gbit/s pour chacun des 20 canaux.

Il est à noter que les performances sont sous-estimées. Dans notre configuration de test de preuve de concept, dix canaux dans chaque bande de test sont modulés en même temps. Compte tenu de l'absorption à deux photons dans les guides d'ondes Si, la puissance d'entrée maximale pour le modulateur Si est d'environ 13 dBm, ce qui se traduit par une puissance optique de seulement 3 dBm par voie unique. De plus, compte tenu de la pénalité supplémentaire introduite par le WSS pour l'égalisation de puissance, inutile dans les scénarios de transmission de mots réels, l'OSNR pour chaque canal peut être supérieur d'au moins 10 dB. Ainsi, un meilleur résultat de transmission peut être obtenu.

Le plancher de bruit du DFB et de l'ECL est caractérisé grossièrement dans un OSA, comme le montre la Fig. 4a des données étendues. Les spectres laser indiquent que le bruit du DFB est évidemment plus élevé que celui de l'ECL. Les peignes de nos expériences sont pompés séparément par le laser DFB à fonctionnement libre et l'ECL, comme indiqué dans les données étendues Fig. 4b, c. Avec la même puissance de pompage d'environ 10 mW, la puce DFB maintient un plancher de bruit supérieur de 10 dB par rapport à l'ECL, correspondant à une réduction OSNR équivalente dans chaque ligne de peigne. De plus, l'amplification après la génération du peigne entraînerait également une dégradation de l'OSNR, ce qui pourrait être un problème potentiel lors du remplacement de l'EDFA actuel par des SOA intégrés (incrément de bruit de fond d'environ 4 à 5 dB dans un EDFA commercial et d'environ 7 dB dans SOA commerciaux sur puce). L'OSNR du microcomb pompé par DFB peut être encore amélioré en utilisant un filtre optique sur puce pour la distillation en peigne59,60 ou en introduisant un verrouillage d'injection optique entre le microcomb et les lasers esclaves pour une amplification à faible bruit61. De plus, l'augmentation de la puissance de la pompe conduira à un OSNR moyen plus élevé et à un comportement à long terme plus stable, ce qui est un avantage par rapport à la génération d'impulsions sombres basée sur le verrouillage par injection21,62.

Étant donné que la non-uniformité des retards due aux inévitables erreurs de fabrication dégradera les performances de filtrage, la deuxième approche TDL-MPF est également mise en œuvre pour déterminer davantage les performances de filtrage optimales : une bobine de fibre monomode (SMF) est utilisée au lieu de les lignes à retard en spirale sur puce pour produire un retard dispersif. Données étendues La figure 5 montre la configuration expérimentale du MPF reconfigurable réalisée dans une configuration de ligne à retard dispersive. Par rapport à la figure 4a, la majeure partie du système MPF reste inchangée et présente une différence principale, à savoir que les lignes à retard en spirale en temps réel sur puce sont supprimées du processeur de signal SiPh. Les lignes de peigne traitées se propageront à travers une bobine de SMF de 5 km (en tant qu'élément dispersif) pour obtenir une unité de retard solide entre les prises adjacentes, qui peut être exprimée par T = δλDL (en ignorant la dispersion d'ordre élevé de SMF), où δλ représente l'espacement des lignes de peigne, D est le coefficient de dispersion de SMF et L est la longueur de SMF. Dans ce schéma, le retard de base T parmi les lignes de peigne est généré par un seul élément dispersif, qui peut être maintenu à une valeur uniforme et non influencé par des erreurs de fabrication. De plus, ce système est plus flexible ; par exemple, la fréquence centrale de la bande passante de filtrage peut être ajustée en modifiant simplement la longueur ou le coefficient de dispersion de SMF.

Le peigne Kerr à impulsions sombres piloté par DFB présente un espacement de peigne de 2-FSR (180 GHz). La source de peigne initiale est amplifiée par un EDFA et 8 lignes de peigne dans la plage de 1 547 à 1 560 nm sont sélectionnées à l'aide d'un filtre passe-bande optique avant injection dans une puce de processeur de signal SiPh. Le couplage d'entrée et de sortie est réalisé via des coupleurs de réseau d'environ 40 % d'efficacité de couplage. Des signaux RF balayés en fréquence avec une puissance de 9 dBm provenant d'un analyseur de réseau vectoriel sont appliqués au Si MZM dans un format à double bande latérale. Les coefficients de pondération des prises sont définis en ajustant le désaccord relatif entre les lignes en peigne et leurs longueurs d'onde de résonance correspondantes dans le Si MRA avec des microéléments chauffants TiN placés sur les guides d'ondes. La lumière de sortie de la puce Si est divisée par un coupleur de puissance optique 10:90 : 10 % de la lumière est envoyée dans un analyseur de spectre optique (Yokogawa AQ6370C) pour la surveillance spectrale, tandis que les 90 % restants de la lumière se propagent à travers le suivi -up lien optique. Dans le schéma de retard dispersif, une bobine de SMF de 5 km est utilisée pour acquérir le retard dispersif entre les lignes de peigne adjacentes (prises). Enfin, les lignes en peigne traitées sont battues dans un PD de 50 GHz (Finisar 2150R) pour convertir le signal optique en domaine électrique. Un EDFA à faible bruit est placé avant le PD pour compenser la perte d'insertion de liaison et la perte de couplage.

Pour les démonstrations pratiques du filtrage des signaux RF, un générateur de formes d'onde arbitraires 50 Géchantillons s−1 (AWG, Tektronix AWG70001) est utilisé pour produire les signaux d'entrée RF souhaités. Pour valider la reconfigurabilité BW de ce filtre, un signal RF ultra large bande est généré, allant de 5,5 GHz à 9 GHz. Pour valider la reconfigurabilité FSR de ce filtre, un signal RF complexe est produit qui contient un spectre QPSK 50-Mb-s-1 modulé à 3,6 GHz et un spectre QPSK 50-Mb-s-1 modulé à 7,2 GHz. Les sorties RF de l'AWG sont amplifiées par un pilote électrique linéaire (SHF 807C) avant d'être acheminées vers le Si MZM. Les signaux RF filtrés sont détectés par un analyseur de signal (Keysight N9010B) pour la mesure du spectre. Une multiplication FSR similaire du MPF a été rapportée précédemment et expliquée par des effets Talbot temporels63. Cependant, le processeur Talbot crucial utilisé dans ces systèmes MPF est basé sur des dispositifs discrets plus complexes, ce qui augmentera la dissipation de puissance et rendra le système moins stable.

Contrairement au waveshaper conventionnel basé sur des modulateurs de lumière spatiaux à cristaux liquides volumineux64, l'un des avantages remarquables du réseau de résonateurs micro-anneaux add-drop (MRR) à l'échelle de la puce utilisé dans notre travail est la reconfiguration rapide des réponses de filtrage RF. L'opération de reconfiguration sur les spectres de filtrage est réalisée en ajustant les profils de mise en forme des lignes de peigne, à travers le microchauffeur TiN placé sur les guides d'onde. Pour explorer la vitesse de reconfiguration maximale, une forme d'onde électrique standard à onde carrée est générée par un générateur de forme d'onde de fonction (RIGOL, DG2102) pour piloter un seul canal MRR. La sortie du MRR est reçue par un photodétecteur (Thorlabs DET08CFC/M), puis enregistrée par un oscilloscope numérique (RIGOL, DS7014 10 GSa s−1). Données étendues La Fig. 6 montre la réponse temporelle de commutation mesurée. Comme on le voit dans les données étendues Fig. 6b, c, les temps de montée et de descente 90/10 sont respectivement de 15 μs et 53 μs. Par conséquent, la vitesse de réponse la plus rapide pour l'opération de reconfiguration est d'environ 19 kHz.

Les données à l'appui des tracés de cet article et d'autres conclusions de cette étude sont disponibles sur Zenodo (https://doi.org/10.5281/zenodo.6092678). Toutes les autres données utilisées dans cette étude sont disponibles auprès des auteurs correspondants sur demande raisonnable.

Les codes qui appuient les conclusions de cette étude sont disponibles auprès des auteurs correspondants sur demande raisonnable.

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Nous remercions Shenzhen PhotonX Technology Co., Ltd, pour le support d'emballage laser, J. Wang et W. Zou pour l'aide à la conception de la mise en page, J. Shi pour la discussion et TJ Morin pour les commentaires sur le manuscrit. L'installation de nanofabrication UCSB a été utilisée.

Ces auteurs ont contribué à parts égales : Haowen Shu, Lin Chang, Yuansheng Tao, Bitao Shen

State Key Laboratory of Advanced Optical Communications System and Networks, School of Electronics, Peking University, Beijing, Chine

Haowen Shu, Yuansheng Tao, Bitao Shen, Ming Jin, Zihan Tao, Xuguang Zhang, Ruixuan Chen, Bowen Bai, Jun Qin, Shaohua Yu et Xingjun Wang

Département de génie électrique et informatique, Université de Californie à Santa Barbara, Santa Barbara, Californie, États-Unis

Lin Chang, Weiqiang Xie, Andrew Netherton et John E. Bowers

Laboratoire Peng Cheng, Shenzhen, Chine

Shaohua Yu et Xingjun Wang

Frontiers Science Center for Nano-optoelectronics, Université de Pékin, Pékin, Chine

Xingjun Wang

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Les expériences ont été conçues par HS, LC, YT et BS Les dispositifs ont été conçus par HS, LC et YT La simulation et la modélisation du microcomb ont été menées par BS Les expériences au niveau du système ont été réalisées par HS et YT, avec l'aide de LC, BS, MJ, ZT, XZ, QJ, RC et BB Les microrésonateurs AlGaAsOI ont été fabriqués par WX et LC Les résultats ont été analysés par HS, YT, BS et AN Tous les auteurs ont participé à la rédaction du manuscrit. Le projet a été supervisé par LC, SY, XW et JEB

Correspondance à Xingjun Wang ou John E. Bowers.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

Nature remercie David Moss et les autres évaluateurs anonymes pour leur contribution à l'évaluation par les pairs de ce travail.

Note de l'éditeur Springer Nature reste neutre en ce qui concerne les revendications juridictionnelles dans les cartes publiées et les affiliations institutionnelles.

a, largeur de raie mesurée du laser DFB. b, La bande passante 3dB mesurée de la photodiode Si-Ge PD. c, Résultats de la conception, de la fabrication et des mesures du MMI asymétrique 10:90 en tant que moniteur sur puce pour les moteurs photoniques au silicium. d, Image optique du coupleur de réseau (à gauche) et sa transmission normalisée.

a, Montage expérimental. b, ECL et c, spectres de peigne pilotés par puce laser DFB et les variations de puissance de peigne avec le signal de commande dans cinq tests de commutation consécutifs.

a, Configuration expérimentale détaillée pour la bande de test impaire/paire pour la liaison de données photonique au silicium à base de peigne. b, mesuré les diagrammes d'œil PAM-4 à 100 Gbps de l'oscilloscope d'échantillonnage pour chaque canal à l'extrémité de réception.

a, largeur de raie mesurée du laser DFB. Comparaison des spectres en peigne pompés par b, un laser à cavité externe commercial et c, une puce laser DFB.

Configuration expérimentale du deuxième schéma de ligne à retard dispersif basé sur TDL-MPF.

a, réponse temporelle mesurée du MRR sous une commande de signal électrique à onde carrée. b, MRR commuté de la transmission minimale à la transmission maximale, et c, transmission maximale à la transmission minimale. Les temps de montée/descente 90/10 sont respectivement de 15 μs et 53 μs.

Ce fichier d'informations supplémentaires contient les sections supplémentaires 1 à 3, y compris les figures supplémentaires. 1–3 et références supplémentaires. Section 1 : Analyse de l'évolution de l'impulsion d'obscurité. Section 2 : Analyse d'accessibilité sous les effets thermiques. Section 3 : Méthode d'ajustement théorique pour les réponses du filtre RF du MPF.

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Réimpressions et autorisations

Shu, H., Chang, L., Tao, Y. et al. Systèmes photoniques au silicium pilotés par microcomb. Nature 605, 457–463 (2022). https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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Reçu : 04 août 2021

Accepté : 24 février 2022

Publié: 18 mai 2022

Date d'émission : 19 mai 2022

DOI : https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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