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Oct 10, 2023

Rapports scientifiques volume 13, Numéro d'article : 5762 (2023) Citer cet article

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Les boucles de décalage de fréquence, composées d'une cavité annulaire à fibre optique, d'un modulateur de fréquence et d'un amplificateur pour compenser la perte, permettent un balayage de fréquence à grande vitesse avec des pas de fréquence précis et facilement contrôlés. Cette plate-forme est particulièrement intéressante pour les applications en spectroscopie et en télémétrie optique. Cependant, le bruit d'émission spontanée amplifié s'accumule en raison de l'amplification répétée de la lumière circulant dans la cavité, limitant la plage de balayage de fréquence des boucles de décalage de fréquence (FSL) existantes. Ici, nous introduisons une approche en cascade qui répond à cette limitation de base. En cascadant plusieurs FSL en série avec différents décalages de fréquence, nous sommes en mesure d'augmenter considérablement la plage de balayage accessible. Nous présentons une modélisation montrant le potentiel de cette approche pour permettre le balayage sur des plages allant jusqu'à 1 THz, soit une multiplication par dix par rapport à l'état de l'art. Expérimentalement, nous avons construit une paire de FSL en cascade capables de balayer une gamme de 200 GHz avec des pas de 100 MHz en 10 ms et avons utilisé cette plate-forme pour effectuer des mesures de spectroscopie d'absorption d'une cellule H13C14N. En augmentant la bande passante de fonctionnement des FSL, l'approche en cascade introduite dans ce travail pourrait permettre de nouvelles applications nécessitant un balayage de fréquence précis et à grande vitesse.

Les lasers accordables en fréquence sont essentiels pour une variété d'applications, notamment la spectroscopie d'absorption, la télémétrie, le LIDAR et la caractérisation des dispositifs photoniques. Bien que les lasers accordables aient considérablement progressé ces dernières années1, l'obtention d'un réglage de fréquence à grande vitesse avec des tailles de pas cohérentes reste un défi et de nombreux systèmes de balayage laser reposent sur un étalonnage approfondi ou une surveillance in situ pour compenser les non-linéarités de la fréquence laser balayée2,3. Une autre approche consiste à moduler de manière externe un laser à onde continue (CW) à fréquence fixe. Cependant, cette approche est généralement limitée à l'accord sur des gammes de fréquences modestes par la bande passante finie des modulateurs optiques et l'exigence d'une électronique d'entraînement à grande vitesse. Les boucles de décalage de fréquence (FSL) offrent une alternative intéressante en accumulant de grands décalages de fréquence en recirculant la lumière à travers un seul modulateur 10s ou 100s de fois4.

Les boucles de décalage de fréquence sont généralement constituées d'une cavité annulaire à fibre optique contenant un modulateur de décalage de fréquence, un amplificateur utilisé pour compenser la perte et un filtre passe-bande utilisé pour supprimer l'émission spontanée amplifiée (ASE). Après chaque aller-retour dans la boucle, la lumière subit un décalage de fréquence supplémentaire. Le FSL peut être utilisé pour générer un peigne de fréquence optique en l'ensemençant avec CW light5. Alternativement, si la lumière pulsée est couplée dans le FSL, elle peut être utilisée pour générer un train d'impulsions qui sont également espacées dans le temps et en fréquence6. Cela permet un balayage de fréquence précis et à grande vitesse avec un modulateur à bande passante relativement faible et une électronique de commande. Ces caractéristiques ont conduit à l'utilisation des FSL dans un large éventail d'applications, notamment la spectroscopie d'absorption7,8,9, la manipulation de peigne de fréquence optique10, l'analyse de Fourier optique11, la détection par fibre distribuée12,13, la génération de formes d'onde arbitraires14 et l'analyse du spectre RF15. Le principal inconvénient des FSL est que la bande passante globale est limitée par l'accumulation d'ASE en raison de l'amplification continue de la lumière dans la boucle. En conséquence, les FSL sont généralement limités à une bande passante de quelques dizaines de GHz (la bande FSL la plus large signalée à notre connaissance s'étendait sur 100 GHz16) avant que l'ASE ne commence à dominer.

Dans ce travail, nous introduisons une architecture FSL en cascade capable d'augmenter considérablement la plage de balayage de fréquence et le nombre de pas de fréquence générés avant que l'ASE ne commence à dominer. Nous montrons que la combinaison d'un FSL initial avec des pas de fréquence plus petits suivi d'un second FSL avec des pas de fréquence plus grands nous permet d'augmenter considérablement la plage de balayage tout en minimisant l'accumulation d'ASE. Nous présentons des simulations indiquant qu'un FSL en cascade correctement conçu pourrait permettre un balayage supérieur à 1 THz avant que l'ASE ne commence à dominer. Comme première démonstration, nous avons construit un FSL en cascade capable de produire 2000 impulsions par pas de 100 MHz sur une gamme totale de 200 GHz et d'utiliser le système pour effectuer des mesures de spectroscopie d'absorption d'une cellule H13C14N. En fournissant une méthode pour augmenter la plage de balayage des FSL, ce travail augmentera les applications de cette approche puissante du balayage de fréquence à grande vitesse.

Une boucle de décalage de fréquence peut fournir diverses fonctionnalités en fonction de la manière dont elle est amorcée. Par exemple, si un FSL est amorcé avec une source de lumière CW, il générera un peigne de fréquence optique avec un espacement de peigne déterminé par le modulateur de fréquence5 et une bande passante dictée par le filtre passe-bande dans la boucle. L'injection de diverses formes d'onde modulées dans un FSL offre la possibilité de générer des formes d'onde arbitraires14. D'autre part, si le FSL est amorcé avec une impulsion optique, il peut être utilisé pour générer un train d'impulsions régulièrement espacées dans le temps et en fréquence5. Dans ce travail, nous nous concentrons sur cette dernière application des FSL. En générant un train d'impulsions dans lequel chaque impulsion contient une seule fréquence optique, cette approche est particulièrement bien adaptée à la spectroscopie d'absorption puisque l'absorption à une fréquence donnée peut être obtenue par détection directe. Par rapport à la spectroscopie laser accordable conventionnelle, les FSL sont capables d'un balayage à grande vitesse tout en maintenant la cohérence élevée du laser germe, ce qui pourrait permettre des applications telles que la spectroscopie à dispersion sensible à la phase. Enfin, cette approche se prête à une conversion de fréquence non linéaire, permettant d'accéder à différents régimes de fréquence8.

Bien que cette approche simple ait permis un balayage de fréquence à grande vitesse avec des pas de fréquence contrôlés avec précision, la bande passante totale et le nombre d'impulsions générées dans le FSL sont limités par l'accumulation d'ASE17. L'ASE introduit après chaque aller-retour évolue avec l'amplification nécessaire pour compenser la perte et la bande passante du filtre passe-bande. En conséquence, l'atténuation de l'accumulation d'ASE nécessite que le FSL minimise les pertes dans la boucle (réduisant l'amplification requise après chaque aller-retour), limite la bande passante de fonctionnement totale (permettant un filtre passe-bande plus étroit) et minimise le nombre de impulsions générées (réduisant le nombre de fois que la lumière subit une amplification). Une fois que la perte aller-retour est minimisée, l'accumulation d'ASE introduit effectivement un compromis entre la bande passante globale et le décalage de fréquence entre les impulsions voisines - une bande passante plus large peut être prise en charge si la taille du pas de fréquence est augmentée pour limiter le nombre d'impulsions généré. Dans une application de spectroscopie d'absorption, cela se traduit par un compromis entre la plage de balayage et la résolution en fréquence.

L'approche FLS en cascade présentée dans ce travail est conçue pour répondre à ce compromis. Notre approche repose sur un FSL initial avec de petits décalages de fréquence, générant un train d'impulsions étroitement espacées en fréquence. Ces impulsions sont ensuite utilisées pour amorcer un deuxième FSL qui introduit de grands décalages de fréquence, dépassant toute la bande passante du train d'impulsions généré par le premier FSL. Ce schéma présente deux avantages. Premièrement, l'utilisation de FSL en cascade réduit le nombre total de fois qu'une impulsion individuelle subit une amplification. Dans un FSL unique conventionnel, l'ASE accumulée tout en générant des impulsions \(N\) s'échelonne comme \(N\). Cependant, dans le schéma en cascade, l'ASE évolue comme \(2\sqrt{N}\) si \(\sqrt{N}\) des impulsions sont générées dans chaque boucle. Deuxièmement, l'utilisation de pas de fréquence plus petits dans le FSL initial nous permet d'utiliser un filtre passe-bande étroit dans le premier FSL, supprimant davantage l'ASE.

L'architecture de base du système est illustrée à la Fig. 1a. Le système est ensemencé avec un laser CW et un modulateur acousto-optique (AOM0) est utilisé pour créer une impulsion de départ initiale avec une durée d'impulsion \(\tau\) (notez que n'importe quel modulateur d'intensité peut être utilisé à la place d'AOM0). Cette impulsion de départ est couplée dans le premier FSL via un coupleur 50:50. Le premier FSL se compose d'un amplificateur à fibre dopée à l'erbium (EDFA1), d'un filtre passe-bande avec une bande passante \(\Delta {F}_{1}\) et d'un modulateur de fréquence, AOM1, qui introduit un décalage de fréquence \(\Delta { f}_{1}\). Le délai aller-retour via le premier FSL est défini comme \({\Delta t}_{1}\). Le premier FSL génère un train d'impulsions \({N}_{1}\) séparées en fréquence par \(\Delta {f}_{1}\) et espacées temporellement par \({\Delta t}_{1 }\), comme indiqué dans l'encart de la Fig. 1a. Ce train d'impulsions initial amorce ensuite un deuxième FSL composé d'un amplificateur, d'un filtre passe-bande avec une bande passante \(\Delta {F}_{2}\) et d'un modulateur de fréquence. Ici, un modulateur électro-optique à bande latérale unique (SSMB) est utilisé pour permettre des décalages de fréquence relativement importants dépassant la bande passante du train d'impulsions généré dans FSL1 (par exemple \(\Delta {f}_{2}\) > 1 GHz ). Le temps d'aller-retour dans la deuxième boucle est défini comme \(\Delta {t}_{2}\) et doit être légèrement plus long que la durée d'impulsion \(\tau\). Le nombre d'impulsions générées dans la deuxième boucle, \({N}_{2}\), définit alors une limite sur le délai requis dans la première boucle comme \({\Delta t}_{1}\ge {N }_{2}{\Delta t}_{2}\). De même, le délai entre les impulsions de départ et la longueur du train d'impulsions global est \({t}_{train}\ge {N}_{1}{\Delta t}_{1}\ge {N}_ {1}\left({N}_{2}{\Delta t}_{2}\right).\) Dans ces conditions, la sortie du deuxième FSL sera un train avec \({N}_{ 1}\cdot {N}_{2}\) impulsions totales. Les impulsions n'augmentent pas de manière monotone en fréquence, mais augmentent plutôt par pas de \(\Delta {f}_{2}\) avant de se réinitialiser à la fréquence de l'impulsion suivante hors de FSL1, comme le montre la Fig. 1b et la couleur- codé dans l'encart de la Fig. 1a. En principe, il est possible d'utiliser des retards plus petits dans le premier FSL et des retards plus longs dans le second FSL pour générer un train d'impulsions dont la fréquence augmente de manière monotone. Cependant, cela entraînerait des retards inégaux entre les impulsions arrivant à EDFA1 dans le premier FSL et augmenterait l'impact des effets de saturation EDFA. En pratique, nous avons constaté que l'approche illustrée à la Fig. 1, où \({\Delta t}_{1}\gg {\Delta t}_{2}\), permet un train d'impulsions stable avec une amplitude plus uniforme dans chaque impulsion.

(a) Schéma de l'approche FSL en cascade. Les encarts indiquent la synchronisation des impulsions générées à chaque étape. ( b ) Diagramme temps-fréquence indiquant la fréquence de chaque impulsion, codée par couleur pour correspondre aux impulsions indiquées dans les encadrés de (a). ( c ) Les paramètres utilisés dans la section expérimentale pour générer un train d'impulsions sur 200 GHz avec un espacement de 100 MHz. *Notez que \(\Delta {F}_{1}=10\text{GHz}\) aurait été optimal, mais en raison de l'équipement disponible, un filtre de 100 GHz a été utilisé dans le premier FSL dans les expériences rapportées dans ce travail.

Pour optimiser ce schéma, nous avons d'abord simulé l'accumulation d'ASE en suivant le modèle introduit dans la réf.17. Le modèle a été utilisé pour calculer le rapport signal sur bruit (SNR) entre la puissance du signal dans la nième impulsion, \({P}_{sig}(n)\), et la puissance ASE dans la nième impulsion, intégrée sur \(m\) tranches de fréquence de largeur \(\Delta f\) :

La puissance du signal dans la nième impulsion a été calculée comme suit :

où \({G}_{EDFA}\left(n\right)\) est le gain EDFA subi par la nième impulsion et \(T\) est la transmission via le FSL, y compris la perte de 50 % due au coupleur de fibre . La puissance ASE dans la mième tranche de fréquence de largeur \(\Delta f\) après le nième aller-retour à travers le FSL a été calculée comme suit :

où \(h\) est la constante de Planck, \(\nu\) est la fréquence optique et \(NF\) est le facteur de bruit de l'EDFA. Le premier terme de cette expression représente l'ASE généré par l'EDFA dans la nième boucle tandis que le second terme représente l'ASE qui continue de circuler dans la boucle et subit un décalage de fréquence \(\Delta f\) après chaque aller-retour. Le nombre total de cases de fréquence a été déterminé par le filtre passe-bande comme \(\Delta F/\Delta f\). Cette approche implique un filtre passe-bande rectangulaire qui rejette la puissance ASE une fois qu'elle dépasse le bord du filtre.

Pour tenir compte de la saturation du gain, le gain EDFA rencontré lors du nième aller-retour a été calculé comme suit

où \({g}_{ss}\) est le petit gain du signal, \({P}_{sat}\) est la puissance de saturation EDFA et \({P}_{tot}\left(n\ à droite)\) est la puissance optique totale circulant dans le nième aller-retour, définie comme :

Pour initialiser la simulation, la puissance du signal, \({P}_{sig}(n=1)\), a été fixée à la moitié de la puissance de l'impulsion de départ (pour tenir compte du coupleur à 50 %) tandis que la puissance initiale de l'ASE dans chaque case de fréquence a été mis à zéro, c'est-à-dire \({P}_{ASE}\left(m,n=0\right)=0\). Cela suppose que le modulateur est bloqué après la Nième impulsion pour rejeter l'accumulation d'ASE à partir du train d'impulsions précédent. Dans la simulation, le petit gain de signal a été résolu numériquement pour produire un train d'impulsions d'amplitude uniforme, garantissant que le gain EDFA saturé était approximativement égal à la perte aller-retour. Ceci est analogue à la procédure expérimentale d'ajustement du gain EDFA pour équilibrer la perte dans le FSL et générer un train d'impulsions uniforme.

Pour évaluer l'approche en cascade illustrée à la Fig. 1, nous avons d'abord utilisé le modèle décrit ci-dessus pour calculer le signal et la puissance ASE produits par la première boucle. Le signal simulé et les puissances ASE ont ensuite été fournis en tant qu'entrées au deuxième FSL et nous avons calculé le SNR du train d'impulsions final quittant le deuxième FSL.

Pour illustrer l'avantage de l'approche en cascade, nous avons simulé un système conçu pour produire 10 000 impulsions couvrant 1 THz par pas de 100 MHz. C'est nettement au-delà de la portée d'un seul FSL (100 GHz est la bande passante la plus large rapportée avec un seul FSL16). Dans ce cas, nous avons supposé une transmission à travers les deux boucles de 0,1 (c'est-à-dire 10 dB de perte) et un coupleur à 50 %, de sorte que la transmission aller-retour totale était \({T}_{1}={T}_{2 } =0.05\). Nous avons ensuite fait varier le nombre d'impulsions générées dans le premier FSL de \({N}_{1}=\) 10 à 100 et défini la bande passante du filtre dans la première boucle sur \(\Delta {F}_{1 }={N}_{1}\Delta {f}_{1}\) avec un décalage de fréquence fixe de \(\Delta {f}_{1}=100 {\text{ MHz}}\). Le décalage de fréquence dans la deuxième boucle a été défini sur \(\Delta {f}_{2}={N}_{1}\Delta {f}_{1}\) avec une bande passante de filtre passe-bande fixe de \(\ Delta {F}_{2}=1 \,{\text{THz}}\) afin de prendre en charge l'ensemble du train d'impulsions. Comme le montre la Fig. 2a, il est possible de maintenir un SNR> 7 dB sur 10 000 impulsions en utilisant le premier FSL pour générer 200 impulsions couvrant 20 GHz. Cela montre le potentiel de cette approche pour étendre considérablement la plage de fonctionnement des FSL. Le nombre d'impulsions générées dans chaque FSL doit être optimisé en fonction de la bande passante globale du train d'impulsions souhaité et de la perte dans chaque boucle. Dans ce cas, le SNR est considérablement plus faible si le premier FSL a été utilisé pour générer 100 impulsions ou 1000 impulsions plutôt que les 200 à 500 impulsions idéales. A titre de comparaison, nous avons également modélisé le SNR d'un seul FSL avec la même perte (\(T=0,05\)) conçu pour produire des trains d'impulsions couvrant 50 à 200 GHz par pas de 100 MHz. Dans chaque cas, le filtre passe-bande a été réglé égal à la largeur de bande totale du train d'impulsions généré. Comme le montre la Fig. 2b, le FSL unique ne peut pas fournir de décalages de fréquence supérieurs à ~ 100 GHz avant que le SNR ne tombe en dessous de 0 dB. En général, le SNR acceptable dépendra de l'application et ce type de modèle peut être utilisé pour étudier la bande passante qui peut être obtenue en utilisant un FSL en cascade tout en maintenant un SNR requis.

( a ) SNR simulé par rapport au décalage de fréquence pour un train d'impulsions en cascade couvrant 1 THz avec des pas de 100 MHz. Le nombre d'impulsions générées dans le premier FSL a varié de 100 à 1000. L'approche en cascade permet 10 000 impulsions sur 1 THz avec SNR > 7 dB. (b) SNR simulé pour un seul FSL conçu pour générer des trains d'impulsions avec un espacement de 100 MHz sur 50 à 200 GHz. Le FSL unique ne peut générer qu'un train d'impulsions couvrant ~ 100 GHz avec SNR > 0 dB.

Enfin, nous avons ajusté les paramètres du modèle pour qu'ils correspondent à nos paramètres expérimentaux, en fournissant le tracé SNR illustré à la Fig. 3. Expérimentalement, nous avons conçu les FSL en cascade pour générer 2000 impulsions couvrant 200 GHz par pas de 100 MHz. Le premier FSL a été utilisé pour générer 100 impulsions sur 10 GHz, tandis que le second FSL a fourni 20 impulsions par pas de 10 GHz. En raison des contraintes sur l'équipement disponible, notre système expérimental présentait une perte plus élevée que le système simulé sur la figure 2a et s'appuyait sur un filtre passe-bande plus large dans le premier FSL que ce qui aurait été idéal. Dans cette simulation, nous avons fait correspondre nos conditions expérimentales, en utilisant les valeurs de perte mesurées de \({T}_{1}=0,05\) et \({T}_{2}=0,0005\). La perte élevée dans le deuxième FSL a été causée par une faible transmission à travers le SSBM en raison de l'absence d'un générateur de signal RF disponible avec une puissance suffisante pour atteindre \({V}_{\pi }\). Nous avons également utilisé un filtre passe-bande de 100 GHz dans la première boucle de l'expérience, plutôt que le filtre de 10 GHz qui aurait été optimal. La figure 3 montre le SNR auquel nous nous attendions avec le filtre 10 GHz idéal ainsi que le SNR attendu avec un filtre 100 GHz. Alors que le filtre 10 GHz offre clairement des performances supérieures, les deux conceptions permettent un SNR > 10 dB sur l'ensemble des 200 GHz. Curieusement, le SNR s'améliore en fait à la fin du train d'impulsions en utilisant le filtre 100 GHz. Cela était dû à l'ASE généré dans la première boucle (couvrant une bande de 100 GHz) qui a finalement été déplacé à l'extérieur du filtre passe-bande dans le deuxième FSL près de la fin du train d'impulsions. À titre de comparaison, nous avons également modélisé le SNR auquel nous pourrions nous attendre si nous essayions d'utiliser le premier FSL pour couvrir toute la gamme des 200 GHz. Dans ce cas, nous avons utilisé la même perte de \({T}_{1}=0,005\) et le filtre passe-bande a été réglé sur \({\Delta F}_{1}=200\text{ GHz}.\ ) Comme le montre la Fig. 3, le SNR tombe en dessous de 0 dB après seulement ~ 60 GHz, montrant clairement l'avantage de l'approche en cascade.

SNR simulé par rapport au décalage de fréquence pour un train d'impulsions en cascade en utilisant les conditions expérimentales de ce travail. Ce train d'impulsions a été conçu pour couvrir 200 GHz par pas de 100 MHz en utilisant le premier FSL pour générer 100 impulsions sur 10 GHz. La simulation inclut le cas expérimental utilisant un filtre passe-bande de 100 GHz ainsi que le cas optimal utilisant un filtre passe-bande de 10 GHz. Dans les deux cas, l'approche FSL en cascade est capable de maintenir un SNR > 10 dB sur toute la portée. Le SNR si un seul FSL a été utilisé pour générer un train d'impulsions de 200 GHz est également affiché, indiquant que le SNR tombe en dessous de 0 dB après ~ 60 GHz.

Nous avons construit un FSL en cascade suivant l'architecture de base illustrée à la Fig. 1a, en commençant par un laser d'amorçage à bande étroite (Rio Orion) fonctionnant à une fréquence optique de \(\nu =193,53\text{THz}\) (longueur d'onde de \(\ lambda =1549.1\text{nm}\) dans le vide) avec une puissance de sortie de 10 mW et une largeur de raie \(<1\) kHz. Nous avons ensuite utilisé des AOM de 100 MHz (Brimrose AMMF-100) pour découper l'impulsion de départ initiale et introduire le décalage de fréquence dans le premier FSL. Un filtre de multiplexage par répartition en longueur d'onde de 100 GHz (AFW Technologies, WDM-PM) a été utilisé dans le premier FSL pour supprimer l'ASE. Dans le deuxième FSL, un modulateur à bande latérale unique (SSBM, Thorlabs LN86S-FC) a été utilisé pour introduire le décalage de fréquence et un AOM supplémentaire de 100 MHz a été inclus pour rejeter la lumière ASE entre les trains d'impulsions (un décalage de fréquence de 10 GHz dans le deuxième FSL était fourni en pilotant le SSBM à 9,9 GHz et l'AOM à 100 MHz). Un filtre accordable (Santec OTF-980) a été utilisé pour positionner un filtre passe-bande de 200 GHz à partir de la fréquence du laser germe. L'ensemble du système a été construit à l'aide de fibres monomodes, de coupleurs de fibres à maintien de polarisation (Thorlabs PN1550R5A2) et d'EDFA de paillasse (Thorlabs EDFA100s). Comme décrit ci-dessus, le système a été conçu pour générer 2000 impulsions sur 200 GHz par pas de 100 MHz en générant 100 impulsions dans le premier FSL et 20 impulsions dans le second FSL. Les paramètres expérimentaux sont résumés dans la Fig. 1c.

Le train d'impulsions enregistré sur le photodétecteur de référence (Terahertz Technologies, TIA-525) illustré à la Fig. 1a est présenté à la Fig. 4a. Le train d'impulsions révèle 2000 impulsions de 4 μs régulièrement espacées sur 10,3 ms. Les impulsions proches du début du train d'impulsions, illustrées à la Fig. 4c, sont relativement rectangulaires tandis que les impulsions à la fin du train d'impulsions, illustrées à la Fig. 4d, présentent une certaine distorsion due aux effets de saturation de l'EDFA18. L'EDFA introduit une très légère distorsion à chaque fois qu'une impulsion est amplifiée, qui s'accumule dans la boucle, entraînant une distorsion plus notable dans les impulsions illustrées à la Fig. 4d qui ont subi près de 200 événements d'amplification. Néanmoins, le spectre global, enregistré sur un analyseur de spectre optique avec une résolution de longueur d'onde \(\Delta \lambda =0.08\text{ nm} (\Delta \nu =10\text{ GHz})\), confirme que le train d'impulsions s'étendait sur les 200 GHz souhaités avec moins de 3 dB de variation d'amplitude, comme le montre la Fig. 4b. À titre de comparaison, le spectre produit lorsqu'un seul FSL a été utilisé pour générer 2000 impulsions sur les mêmes 200 GHz est illustré à la Fig. 4f. Dans ce cas, le spectre est gravement déformé en raison de l'accumulation d'ASE. Le train d'impulsions mesuré à l'aide d'un seul FSL est également illustré à la Fig. 4e, g, h. Semblable au FSL en cascade, les impulsions proches du début du train d'impulsions généré dans un seul FSL sont assez rectangulaires, comme le montre la Fig. 4g. Cependant, l'accumulation d'ASE dans la configuration FSL unique provoque une distorsion significative des impulsions proches de la fin du train d'impulsions, qui ont été amplifiées jusqu'à 2000 fois, comme le montre la figure 4h. L'accumulation rapide d'ASE dans un seul FSL introduit également des fluctuations importantes du niveau de puissance global, comme le montre la figure 4e.

(a) Train d'impulsions généré par le FSL en cascade contenant 2000 impulsions. (b) Spectre mesuré produit par le train d'impulsions en cascade. Le train d'impulsions en cascade a produit le spectre plat attendu sur 200 GHz avec un piédestal relativement faible en raison de la fuite d'ASE au bord du filtre passe-bande. (c) Vue agrandie des 22 premières impulsions générées par le FSL en cascade et (d) 22 impulsions près de la fin du train d'impulsions. (e) Train d'impulsions généré par un seul FSL contenant 2000 impulsions. (f) Un spectre mesuré produit par un seul FSL. Un spectre déformé est produit en raison de l'importante accumulation d'ASE. (g) Vue agrandie des 22 premières impulsions générées par un seul FSL et (h) 22 impulsions près de la fin du train d'impulsions.

Nous avons ensuite utilisé le train d'impulsions généré par les FSL en cascade pour effectuer une mesure de spectroscopie d'absorption en sondant une cellule à gaz couplée à une fibre contenant H13C14N (Wavelength References, HCN-13-H-(5.5)-25-FCAPC) avec une pression de 25 Torr et une longueur de trajet de 5,5 cm. Dans notre expérience, la lumière a traversé deux fois la cellule (à l'aide d'un miroir de Faraday couplé à une fibre et d'un séparateur de faisceau polarisant), fournissant une longueur de trajet d'absorption efficace de 11 cm. Le spectre d'absorption a été mesuré en enregistrant la puissance de chaque impulsion sur les deux détecteurs représentés sur la figure 1a. Nous avons ensuite calculé la puissance moyenne pendant le centre de 2 μs de chaque impulsion (pour minimiser l'impact des effets de saturation EDFA illustrés à la Fig. 4d) et calculé la transmission comme la puissance relative entre l'impulsion de référence et l'impulsion qui a traversé le H13C14N. cellule. Le spectre d'absorption obtenu à l'aide de l'impulsion en cascade est représenté sur la figure 5a, révélant 2 raies ro-vibrationnelles séparées de 96 GHz, comme prévu19. La pleine largeur à mi-hauteur des raies d'absorption était d'environ \(2,4\text{GHz}\), ce qui concorde avec les mesures spectroscopiques précédentes de la transition \(2{\nu }_{3}\) de H13C14N à température ambiante et 25 Torr19. Cette largeur de raie inclut la contribution de l'élargissement Doppler (\(450\text{MHz})\) et de l'élargissement de la pression (\(2,2\text{GHz})\)19. Notez que cette mesure a été obtenue en 10,3 ms - la longueur d'un train d'impulsions, sans nécessiter de moyennage supplémentaire. L'écart type de transmission mesuré à la fin du train d'impulsions (c'est-à-dire dans les derniers 10 GHz) était de 0,0036.

( a ) Spectre d'absorption H13C14N enregistré à l'aide du FSL en cascade révélant correctement la présence des raies d'absorption P10 et P9. (b) Le spectre d'absorption enregistré à l'aide d'un train d'impulsions généré avec un seul FSL ne peut enregistrer que la première ligne d'absorption - l'accumulation d'ASE domine à des fréquences plus élevées en utilisant un seul FSL, ce qui empêche une mesure d'absorption précise.

Bien que l'on s'attende à ce que le rapport de la tonalité au niveau de fond ASE varie dans le train d'impulsions (comme illustré à la Fig. 3), cette variation n'est pas directement observable dans le spectre de transmission. Au lieu de cela, le niveau ASE de fond modeste (qui devrait comprendre moins de 10 % de la puissance de chaque impulsion sur la base de la modélisation illustrée à la Fig. 3) a principalement un impact sur la profondeur de modulation de la ligne d'absorption. En revanche, l'impact de l'ASE est beaucoup plus évident sur la Fig. 5b, qui montre le spectre de transmission enregistré à l'aide d'un seul FSL. Dans ce cas, seule la première raie d'absorption a été observée. Ceci est cohérent avec la simulation illustrée à la Fig. 3, qui indiquait que le FSL unique ne maintiendrait un SNR > 0 dB que jusqu'à un décalage de ~ 60 GHz. Étant donné que les impulsions qui auraient dû sonder la deuxième ligne d'absorption près de 140 GHz étaient dominées par l'ASE à large bande, aucune absorption n'a été observée. Cela confirme que l'approche FSL en cascade peut permettre des mesures de spectroscopie sur une bande passante plus large qu'un seul FSL.

Nous avons introduit un schéma basé sur des boucles de décalage de fréquence en cascade pour augmenter la bande passante de balayage de fréquence des FSL. Cette approche présente deux avantages : elle réduit le nombre d'événements d'amplification subis par une impulsion individuelle et permet un filtre à bande passante beaucoup plus faible dans le premier FSL, ce qui réduit l'accumulation d'ASE. Les simulations présentées dans ce travail indiquent qu'un FSL en cascade avec une perte relativement faible (10 dB) pourrait permettre un balayage sur 1 THz. Expérimentalement, nous avons montré que même avec des composantes de perte d'insertion relativement élevées, cette approche permet de balayer plus de 200 GHz par pas de 100 MHz. En augmentant la plage de balayage des FSL, cette approche en cascade pourrait permettre des applications supplémentaires pour cette approche pratique du balayage de fréquence à haute vitesse et haute résolution.

Les données générées au cours de cette étude sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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Ce travail a été soutenu par le US Naval Research Laboratory.

US Naval Research Laboratory, 4555 Overlook Ave., SW, Washington, DC, 20375, États-Unis

Hannah M. Ogden, Joseph B. Murray, Matthew J. Murray et Brandon Redding

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HO a réalisé les expériences, analysé les données et contribué à la préparation du manuscrit. JM a contribué à la conception expérimentale et a révisé/édité le manuscrit. MM a contribué à la mise en place de l'expérience et a révisé/édité le manuscrit. BR a supervisé les expériences, contribué à l'analyse des données, préparé et révisé/édité le manuscrit.

Correspondance avec Brandon Redding.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Ogden, HM, Murray, JB, Murray, MJ et al. Spectroscopie d'absorption à large bande à grande vitesse activée par des boucles de décalage de fréquence en cascade. Sci Rep 13, 5762 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-32763-6

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Reçu : 15 décembre 2022

Accepté : 01 avril 2023

Publié: 08 avril 2023

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-023-32763-6

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